本发明涉及用于大功率的主电源的开关的改善技术，特别涉及防止低阈 值电压的开关元件的误动作的技术。

　　在当前所普及的开关元件中，基于Si的晶体管成为主流。但是，近年来， 基于SiC或GaN等的宽带隙(wide band gap )半导体晶体管受到关注。这是 因为，宽带隙半导体实现超过了 Si的物理参数值界限的元件性能。但是，将基于Si的晶体管置换为基于宽带隙半导体晶体管并不容易。这 是因为对于基于Si的晶体管为常关(normally off)型的晶体管来说，基于宽 带隙半导体晶体管大多为常开(normally on)型的晶体管。将即使控制电压 为0V，在端子间仍流过电流的晶体管称为常开型；将在控制电压为OV时， 端子间不流过电流的晶体管称为常关型。为了置换基于Si的功率MOSFET ( Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor:金属氧化物半导体结构场效应晶体管)，在GaN等中 也制作常关型的开关用的场效应晶体管(Field-Effect Transistor:场效应晶体 管，以下称为FET)。有关这样的技术，记载在特开号公报 (以下，称为475号公报)中。但是，这些晶体管的阁值电压为0.2V左右5 不太尚o在将开关元件用于太阳电池以及空气调节器等中逆变器等的主电源的开左右的电流的电源。这样，在想要控制大功率的主电源的导通/截止的情况下， 难以在被开关控制的电流路径的中间插入由继电器、或者半导体等构成的追加的开关。这是因为，即使该开关的电阻为20mQ左右，但在流过50A的电 流时，在该开关中的消耗功率变大为50W，需要散热等的热对策。因此，在 逆变器等中所使用的开关元件中大多为被施加了主电源的电压的状态。与此相对，在川崎健他，「y iT7^—卜全用V、t高八。7—用7—7U 一才7 AlGaN/GaN HEMT」，2005年国际固体元件/材料大会准备稿选集、 2005年9月、p.206-207 (T.Kawasaki et al.,，，f.on Solid State Devices and Materials，Sep.2005,p.206-207)中，公开了作为常关型 宽带隙半导体FET的 一种的HEMT ( High Electron Mobility Transistor:高电 子迁移率晶体管)。但是，目前作为大功率用的主电源开关元件，难以利用川崎的HEMT。 如上所述，这是因为它们的阈值电压低。由开关元件控制的电源的电压成为数十V到数百V，根据情况而成为超 过1000V的电压。此夕卜，电流值也成为数A到数十A或者超过100A的值。 由于要导通/截止这样高的电压，有时在主电源产生电源电压以上的噪声电 压。此外，因主电源和控制电路之间的电容或者电磁耦合，在控制电路中也 产生高电平的噪声电压。在阈值电压较低的情况下，开关元件因这样的噪声 电压而误动作的危险性较高。在用于大功率电源中，主电源上还并联连接了 其他的开关电路等。这些电路因导通/截止上述那样的高电压以及高电流，有 时在主电源上产生噪声电压。此外，因主电源和装置内的其他的控制电路之 间的电容或者电磁耦合，在控制电路中也产生高电平的噪声电压。目前，对于阈值电压为IV以下的常关型的开关元件等，具体的用于进 行开关的电路的探讨还未开展，也未意识到噪声电压引起的开关元件的误动 作的问题。因此，本申请的发明人对于包括常关型的基于宽带隙半导体的开 关元件的开关电路，进行了噪声引起的影响的探讨。图1表示包括比较容易理解噪声引起的误动作的原理的以往的开关元件 的极性反转电路10的电路图。参照图1,该极性反转电路10包括具有连 接到主电源电压Vdd (以下，称为Vdd)的漏极电极的、基于GaN等的、 阈值电压比较低的常关型的场效应晶体管20;以及分别连接到FET20的源极 以及栅极电极的、用于驱动FET20的驱动脉冲生成电路22。驱动脉冲生成电 路包括对于FET20的驱动脉冲的输出电路50。FET20的阈值电压Vth为0.3V。驱动脉沖生成电 各22连接在用于电^各 动作的电源电压Vdd2 (以下，称为Vdd2)以及接地之间。主电源电压 Vdd的电压为500V、电流为50A。 Vdd2为10-20V的比较低的电压，该电压 通过其他的电路而由Vdd生成。

　　电路10还包括连接在FET20的栅极电极以及源极电极之间的用于稳定 栅极电位的电阻24。由于FET20的驱动电路的输出阻抗为数Q,所以利用电 阻值为该输出阻抗的数十-数百倍的电阻作为电阻24。电路10还包括二极管28，其具有连接到FET20的源极电极的阴才及电 极；电感器26，连接到FET20的源极电极和二极管28之间的接点、以及接 地之间；负载32，连接在二极管28的阳极电极；以及用于平滑的电容30， 连接在二极管28的阳极电极和接地之间。这里所谓的负载是指，在由电源电 位Vdd以及FET20所提供的电力下动作的电路。在FET20中，存在被称为反馈电容的、由栅极/漏极间电容42和栅极/ 源极间电容44等构成的寄生电容成分。图2表示在图1所示的驱动脉冲生成电路22中，驱动脉沖的输出电路 50的电路结构。参照图2,输出电路50包括常关型的P型MOSFET56以 及N型MOSFET58,具有互相连接的漏极端子;.输入端子52,共同地连接到 它们的栅极端子；以及输出端子54，共同地连接到它们的漏极端子。P型 MOSFET56的源极电极连接到电源电位Vdd2 。 N型MOSFET5 8的源极电极 连接到源极电位。在图1所示的极性反转电路10中，考虑在始终施加Vdd的电压的状态 下，驱动脉冲生成电路22的电源被截止的情况的动作。参照图2，此时，电 源电位Vdd2成为高阻抗。因此，驱动脉冲生成电路22的MOSFET的源极以 及栅极的电位与开关元件的源极电位Vss2相等。伴随于此，驱动脉沖生成电 路22的输出也与Vss2相等。其结果，驱动脉冲生成电^各22的MOSFET的 源极、漏极、栅极的全部电位相等。在这种状态下，由于P型MOSFET56以 及N型MOSFET58的各个源极/栅极之间的电压为0V，所以这些常关型晶体 管成为截止状态，输出的阻抗保持为较高。参照图1, FET20的栅极电极以及源极电极通过电阻24而连接。因此， FET20的栅极/源极间电位为0V， FET20为截止状态。此外，由于FET20的 源极电位通过电感器26而接地，所以为0V。这里，考虑如上所述地通过其他的开云真人 开云真人网址开关动作而在Vdd中产生电源电压以 上的噪声信号的情况。在该噪声信号的频率比电路的开关频率低的情况下， 电感器26的阻抗变低。电感器26不具有电感的功能。噪声信号产生的噪声 电压通过栅极/漏极间电容42、并联连接的栅极/源极间电容44、驱动脉沖生成电路22、以及电阻24之间的串联连接而被分压。净皮分压后的噪声电压施 加到FET20的栅极电极。由于不对驱动脉沖生成电路22提供电源，所以其 输出阻抗比较高。由此，在分压中能够基本上忽略驱动脉沖生成电路22。例如，在主电源电压为500V、电流为50A时，用于这样的电路的FET20 的栅极/漏极间电容42为数十pF左右，栅极/源极间电容为数百pF左右。在 驱动脉冲生成电3各22将FET20导通时，驱动电流的一部分流过电阻24，所 以无法使用较小的电阻值的电阻作为电阻24。因此，通常使用驱动电路动作 时的输出阻抗的数十至数百倍的电阻值作为电阻值。因此，电阻24的电阻值 成为数百Q。例如，在栅极/漏极间电容42为50pF、栅极/源极间电容44为500pF、 电阻24的电阻值为200Q、噪声信号的频率为一般的100kHz的开关频率的一 半的50kHz的情况下，由于栅极/源极间电容44以及电阻24的影响而在栅极 电极中被施加噪声电压的大约1/320的电压。若将噪声电压设为与电源电压 相等的500V,则在栅极电极产生1.6V的噪声。噪声因噪声的电平(level)、 频率、寄生电容成分等而不同，但噪声电压被考虑为数V左右。FET20的阈值电压为0.3V,有可能因噪声电压而导通。 一般地，在使用 300V以上的电源电压时，考虑到若阈值电压为2V以下，则有可能产生噪声 引起的误动作。相对于此，在以往所使用的500V左右的耐压的硅的功率 MOSFET中，阈值电压为2-5V左右。因此，开关元件不会因这样的噪声而 导通。在极性反转电路10中，当FET20在比实际的动作频率低的频率下导通 了的情况下，电感器26不作为电感起作用。因此，电源电压Vdd经由电感 器26接地，经由FET20而流过大电流。这样的误动作使FET20的击穿、电 路布线的过电流造成的过热而导致的火突等的危险增 大。在以往的全桥逆变器(full bridge inverter)电路70中，也被考虑同样的 问题。图3表示以往的全桥逆变器电路70的电路图。参照图3,全桥逆变器电路70包括用于对负载90提供功率而进行Vdd 的开关控制的常关型FET80、 82、 84以及86。常关型FET80及84都具有连 接到Vdd的漏极电极。FET80的源极电极连接到负载90的一个端子，FET84 的源极电极连接到负载90的另一个端子。FET82具有连接到FET80的源极

　　电极的漏极电极以及皮接地的源极电极。FET86具有连接到FET84的源极电 极的漏极电极以及被接地的源极电极。全桥逆变器电路70还包括驱动脉沖生成电路88,其连接在电路动作用 电源电压Vdd2和接地之间，用于对FET80、 82、 84以及86的栅极电极提供 驱动脉冲。参照图3,在该全桥逆变器电^各70中，因噪声电压，例如如果FET80 以及82同时导通，则Vdd经由常关型FET80以及82而被接地短路。其结果， 存在产生元件被击穿，或者起因于电路的发热而产生火突等的问题的危险。如上所述，根据本申请发明人的探讨，如果将阈值电压比较低的常关型 FET利用在极性反转电路10以及全桥逆变器电路70等作为开关元件，则存 在产生误动作所引起的电路的破坏以及电路的发热所引起的事故等的问题的 顾虑。这对于全桥电路以及斩波电路等也是相同的。为了可靠地保证开关元件的截止，需要如在475公报中公开那样在电 路中追加负电压生成电路，并且控制使得与主电源同步地动作。但此时，负 电压用于栅极的导通/截止。因此，负电压生成电路需要具有高速地驱动栅极 电容的较高的电流驱动力。但是，为了追加如此高输出的负电压生成电路，并进行控制以使与主电 源联动地动作，需要将电路大幅地复杂化，导致产品的成本增加。此外，由 于与主电源联动从而也对控制电路始终提供电源，所以产生在不进行动作的 情况下控制电路也消耗功率的问题。此外，电路结构与至今所使用的功率 MOSFET的电路结构大幅不同，从而产生需要进行新的产品开发的大问题。发明内容因此，本发明的目的在于，在包含基于宽带隙半导体的常关型开关元件 的用于大功率的主电源开关电路中，提供用于实现误动作少的开关的开关电 3各以及$俞出电^各。本发明的其他目的在于，通过该开关电路以及输出电路，实现大功率用 主电源开关电路的导通电阻的降低、动作的高速化、以及节省消耗功率。本发明的第1方面的开关电路包括常关型的第l有源元件，其具有第 1电极及第2电极、以及控制电极，例如FET;以及常开型的第2有源元件， 其具有漏极电极及源极电极、以及栅极电极，例如FET，漏极电极及源极电

　　极分别连接到第l有源元件的控制电极以及第1电极。第1有源元件的控制电极以及第1电极分别连接到第2有源元件的漏极 以及源极电极。该开关电路通过对第1有源元件的控制电极施加脉沖的驱动 脉沖生成电路而被驱动。此时，在第2有源元件的栅极电极上，从驱动脉沖生成电路被提供用于稳定地截止第2有源元件的电压。另一方面，在没有对 于驱动脉沖生成电路的电源供给的情况下，选择第2有源元件的源极电极的 连接目的地的电位，使得驱动脉冲生成电路和第2有源元件的4册极电极之间 的连接部分的电位与第2有源元件的源极电极的电位相等。在通常动作时，根据来自驱动脉冲生成电路的电压，第2有源元件被稳 定地截止。因此，第2有源元件对第1有源元件的动作不产生影响。在对驱 动脉沖生成电路的电源供给已被切断的情况下，驱动脉冲生成电路和第2有 源元件的栅极电极之间的连接部分的电位与第2有源元件的源极电极的电位 相等。其结果，作为常开型的第2有源元件成为导通状态。第l有源元件的 控制电极以及第1电极之间，通过第2有源元件以较低的阻抗被短路。因此， 第l有源元件的控制电极和第1电极之间的电位差为0V。其结果，即使在第 1有源元件的两个电极之间始终施加电源电压的状态下产生噪声，作为常关 型的第1有源元件也能够稳定地保持截止状态。即使在第l有源元件例如是 基于宽带隙半导体的常关型的FET，其阈值电压为2V以下，也能够防止噪 声引起的第l有源元件的误动作。优选地，开关电路还包括电阻电路，其连接在第2有源元件的栅极电 才及以及源 一及电纟及之间。在本开关电路中，第2有源元件的栅极电极以及源极电极之间，通过电 阻电路而被连接。因此，在将上述的驱动脉冲生成电路连接到该开关电路时，路的输出阻抗升高。此时，也通过在第2有源元件的栅极电极和源极电极之 间连接的电阻电路，第2有源元件的栅极电极和源极电极之间的电位差几乎 为0V,第2有源元件成为导通状态。其结果，第l有源元件能够保持截止状 态。在本开关电路中，即使产生了噪声电压的情况下，也能够防止第1有源 元件的误动作。优选地，电阻电路包括电阻，其连接在第2有源元件的栅极电极以及源 才及电4及之间。

　　在将上述的驱动脉沖生成电路连接到该开关电路时，并且对于驱动脉沖生成 电路的电源供给已被切断的情况下，也能够使第2有源元件的栅极电极以及 源极电极之间电压可靠地为0V。其结果，能够保持第1有源元件的截止状态， 防止误动作。的元件。导通型可以是P型，也可以是N型。栅极宽度窄到充分抑制电流的程度。即使在使用了这样的电阻电路的情况下，在将上述的驱动脉冲生成电路 连接到该开关电路时，并且对于驱动脉冲生成电路的电源供给已被切断的情况下，第3有源元件作为高阻抗起作用。因此，通过第3有源元件的低阻抗， 能够使第2有源元件的栅极电极以及源极电极之间电压可靠地成为0V。其结 果，能够保持第1有源元件的截止状态，防止误动作。栅极宽度窄到充分抑 制电流的程度。电阻电路也可以包括具有相互连接的栅极电极和漏极电极的第3常关型 的元件。此外，第3元件的阚值电压的绝对值比第2有源元件的阈值低。即使在使用了这样的电阻电路的情况下，以使用电阻作为电阻电路时的 情况相同的理由，在将上述的驱动脉沖生成电路连接到该开关电路时，并且 没有对于驱动脉冲生成电路的电源供给的情况下，第3元件在第3元件的阈 值电压以上作为高阻抗起作用。因此，能够使第2有源元件的栅极电极以及 源极电极之间电压可靠地成为第3元件的阈值电压。由于第2有源元件的阈 值电压的绝对值比第3元件的阈值电压高，所以第2有源元件导通。其结果， 能够保持第l有源元件的截止状态，防止误动作。开关电路也可以还包括其导电型与第2有源元件的导电型不同的第3有 源元件，该第3有源元件具有连接到电源电位的第1电极、连接到第1有源 元件的控制电极的第2电极、以及连接到第2有源元件的栅极电极的控制电 极。这样，在开关电路包括连接到第2有源元件的第3有源元件的情况下， 由第2有源元件和第3有源元件形成互补型电路。通过对该互补型电路的控 制电极提供输入信号，能够使开关电路以低功率动作。通过第2有源元件的 存在，能够防止第1有源元件的误动作。即，通过在用于驱动第1有源元件

　　的互补型电路中使用第2有源元件，从而能够防止误动作而不会增加电路元 件的数目。在本发明的第2方面的电路包括开关电路及驱动脉沖生成电路，驱动 脉沖生成电路连接到开关电路，生成用于驱动开关电路的脉冲并提供给开关 电路。开关电路包括常关型的第1FET，其具有被连接为从驱动脉冲生成电路 接受脉沖的栅极电极、以及源极电极以及漏极电极。驱动脉沖生成电路包括 控制电路，接受输入信号，生成并输出用于驱动第1FET的驱动信号；以及 输出电路，被连接为从控制电路接受驱动信号，并响应于驱动信号，将在规 定的第1电位以及第2电位之间转移的脉沖提供给第1FET的栅极电极。输 出电路包括输入端子，被连接为接受控制电路的输出；输出端子，连接到 第1FET的栅极电极；常关型的P型的第2FET,其具有连接到输入端子的栅 极电极、连接到电源电位的源极电极、以及连接到输出端子的漏极电极；以 及常开型的N型的第3FET，其具有连接到输入端子的栅极电极、连接到第 1FET的源极电极的源极电极、以及连接到输出端子的第2电极。开关电路通过第1FET的导通/截止，对电源供给进行开关搡作 (switching )。驱动脉沖生成电路对第1FET的栅极端子提供脉沖信号，控制 其导通和截止。此时，控制电路根据输入信号而生成用于驱动第1FET的驱 动信号，并输出到输出电路。由第2FET以及第3FET构成的输出电路响应于 该驱动信号而生成用于使第1FET动作的脉冲，并经由输出端子提供给第 1FET的栅极电极。该脉沖在第1FET导通的电位和截止的电位之间转移。第1FET的栅极电极以及源极电极之间分别连接到第3FET的漏极电极及 源极电极。因此，在没有对驱动脉沖生成电路的电源供给的情况下，第3FET 的栅极电极以及源极电极之间电压为0V。作为常开型的第3FET成为导通状 态。其结果，第1FET的栅极电极以及源极电极之间电压为0V。由于第1FET 为常关型，所以能够保持截止状态。在对于驱动脉冲生成电路的电源供给已 被切断的情况下，即使产生噪声电压，也不存在第1FET成为导通状态的顾 虑。其结果，即使在第1FET的源极以及漏极电极之间始终施加电源电压的 状况下，也能够防止开关电路的误动作。如上所述，根据本发明，能够使用阈值电压为2V以下的宽带隙半导体 的常关型开关元件，实现误动作少的开关。因此，作为用于DC/DC变换器、 以及太阳电池、空气调节器、以及IH (Inductive Heating:感应加热)的逆变

　　器等的大功率的主电源开关元件，能够将以往的Si功率MOSFET置换为由 GaN等的宽带隙半导体制作的开关元件。作为其结果，本发明能够实现用于 大功率的主电源开关电路的导通电阻的降低、动作的高速化、以及节省消耗 功率。通过与附图相关地理解的与本发明有关的以下的详细说明，本发明的上 述以及其他的目的、特征、局势以及优点会变得清楚。

　　图1是表示以往的极性反转电路10的电路图。图2是包含在以往的驱动脉冲生成电路22中的输出电路50的电路图。图3是表示以往的全桥逆变器电路70的电路图。图4是本发明的第1实施方式的开关电路100的电路图。图5是包含开关电路100的电路的电路图。图6是包含本发明的第2实施方式的开关电路190的电路的电路图。 图7是包含本发明的第3实施方式的开关电路230的电路的电路图。 图8是包含本发明的第4实施方式的开关电路260以及驱动脉沖生成电 路270的电路的电路图。图9是包含在图8所示的驱动脉冲生成电路270中的输出电路290的电路图。图IO是本发明的第5实施方式的输出电路320的电路图。图11是本发明的第1应用例子的斩波电路(chopper circuit) 340的电路图。图12是本发明的第2应用例子的斩波电^各390的电路图。

　　在以下的说明以及附图中，对于相同的部件赋予相同的参照标号以及名 称。它们的功能也是相同的。因此，不重复对它们的详细说明。 [第1实施方式] 结构图4表示本发明的第1实施方式的开关电路100的基本结构。参照图4， 开关电路100包括具有漏极电极142以及源极电极144的、通过GaN/AlGaN

　　的层叠结构形成的AlGaN/GaNHEMT的常关型FET130;以及连接到FETl30 的栅极电极、从外部接受FET130的驱动用脉冲的端子146。在该实施方式中， FET130的阈j直电压为0.3V。开关电路100还包括具有其漏极电极及源极电极分别连接到FET130 的栅极电极和源极电极144的常开型FET132;以及连接到常开型FET132的 栅极电极的端子148。端子148是从外部接受用于稳定常开型FET132的栅极 电位的信号的端子。在该实施方式中，常开型FET132的阈值电压为-2V。图5表示包含开关电路IOO和用于驱动开关电路100的驱动脉沖生成电 路118的基本电路的电路结构。参照图5, FET130的漏极电极142连接到未图示的电源电位Vdd，源极 电极144接地。驱动脉沖生成电路118包括脉沖驱动端子112，其连接到 FET130的栅极电极，提供用于控制FET130而进行规定的开关控制的控制电 压；栅极电位稳定化控制端子114,连接到常开型FET132的栅极电极；以及 源极连接端子116，连接到源极电极。该基本电路还包括电阻120，该电阻用于在驱动脉冲生成电^各118的电 源截止的状态下使常开型FET132可靠地导通，并连接在常开型FET132的栅 才及电4及和源才及电4及之间。在FET130的源极电极144及接地之间连接了未图示的负载。在包含图5 所示的电路的装置中，负载表示实现其装置本来的功能的控制电路。即，开 关电路100进行用于控制该装置本身的导通/截止的开关控制。驱动脉冲生成电路118连接在电路动作用的电源电位Vdd2和接地之间。 也可以共有驱动脉沖生成电路118和FET130的源极电极144之间的接地电 位。驱动脉冲生成电路118包含未图示的负电压生成电路，该负电压生成电 路在驱动脉沖生成电路118的驱动时，对栅极电位稳定化控制端子114提供 使常开型FET132充分地截止的程度的电压。在本实施方式中，将源极电位 作为基准，该负电压为-3V左右。动作在图5所示的开关电^各100如下那样动作。参照图5,在电路驱动时，驱动脉冲生成电路118经由脉沖驱动端子112 以及栅极电位稳定化控制端子114对FET130的栅极电极以及常开型FET132 的栅极电极分别施加控制电压。提供给常开型FET132的栅极电极的控制电 压是相对于源极电位而常开型FET132充分截止的电压(-3V左右)。在该狀 态下，常开型FET1K完全截止，常开型FET132不对FET130的动作产生影响。由于FET130的源极电极144被接地，所以如上所述，在驱动脉冲生成 电路118中设置了用于生成施加到常开型FET132的4册极电极的-3V左右的负 电压的负电压生成电路。但是，由于常开型FET132不进行开关动作，所以 基本上不流过棚^及电流，电压成为一定电压以下即可，所以所要求的电压i殳 定精度也不高。因此，在通过电容和开关对电源电压进行反转而生成等，通 过简单的方法生成负电压的负电压生成电路中，开关电路100也正常地动作。另一方面，考虑不由Vdd2提供电源，驱动脉冲生成电路118不动作的 情况。驱动脉冲生成电路118的脉沖驱动端子112上的电压为0V，但输出阻 抗为高阻抗的状态。驱动脉沖生成电路118内的未图示的负电压生成电路通 过电容以及开关等对驱动电路的电源电压进行反转而生成负电压。因此，若 驱动电路的电源电压为0V,则负电压生成电路所生成的负电压终归也为0V。此时，由于栅极电位稳定化控制端子114的输出阻抗以及常开型FET132 的栅极电极的输入阻抗都比较高，所以通过电阻120,常开型FET132的源极 /栅极间的电位差为OV。因此，常开型FET132为导通状态。FET130的源极/ 栅极之间因低阻抗而被短路，FET130的源极/栅极间电压为0V。由于FET130 为常关型，所以FET130截止。在这样的状态下，假设来自Vdd的噪声信号输入到FET130的漏极电极 142，噪声信号经由FET130的栅极/漏极之间电容而输入到FET130的栅极。 此时，常开型FET132如上所述那样为导通状态。FET130的栅极/源极之间通 过比较低的阻抗而被短路。其结果，FET130的源极/栅极间电压为0V,FET130 不会导通。如上所述，根据本实施方式的开关电路100，即使FET130的阈值电压比 较低，FET130也不会因噪声信号而导通。不必担心经由FET130而在电源电 位Vdd和接地之间流过大电流，能够减小电路的损坏、火灾的发生等的危险性。另外，即使没有电阻120，原理上开关电路100也正常地动作。但是， 通过设置电阻120,能够保证使常开型FET132的栅极/源极间电压为OV,所 以具有能够提高安全性的效果。 [第2实施方式]结构图6表示本发明的第2实施方式的开关电路190的电路图。 参照图6，该开关电路190与图5所示的开关电路IOO具有大致相同的 结构，但与图5所示的开关电路100的不同点在于，代替图5所示的电阻120， 而包括常开型FET200,它具有共同地连接到常开型FET132的源极电极的源 极电极以及栅极电极、连接到常开型FET132的栅极电极的漏极电极。FET200 的栅极宽度窄到充分抑制电流的程度。 动作图6所示的开关电路190如下那样动作。如所了解地那样，FET在源极/漏极之间呈现与非常高的电阻相同的特 性。因此，常开型FET200与图5所示的电阻120相同地进行动作。参照图6，具体地说，在电路驱动时，驱动脉沖生成电路118经由栅极 电位稳定化控制端子114，提供使常开型FET132充分截止程度的电压。考虑不由Vdd2提供电源，驱动脉冲生成电路118不动作的情况。来自 栅极电位稳定化控制端子114的施加电压成为高阻抗。常开型FET200的源 极/漏极之间的阻抗比栅极电位稳定化控制端子114/源极连接端子116之间的 阻抗低。由此，常开型FET200能够将常开型FET132的源极/栅极电极之间 短路，并使常开型FET132的源极/栅极电压为0V。常开型FET132为导通状 态。其结果，即使通过本实施方式的开关电路190，也能够得到与第1实施 方式相同的效果。另外，如上所述，本来也可以没有在第1实施方式中使用的电阻120, 是为了提高安全性而设置的。因此，常开型FET200的栅极宽度也可以减小， 即使与FET130、常开型FET132—起在同一村底上制作，也几乎不对元件尺 寸产生影响。此外，也可以将常开型FET200的栅极长度设得长。由此，能够将常开 型FET200设为更高的电阻，而且能够可靠地使FET130为截止状态。 [第3实施方式]图7表示本发明的第3实施方式的开关电路230的电路图。 参照图7,本电路与图5所示的开关电路100为大致相同的结构，但与 图5所示的开关电路100的不同点在于，代替图5所示的电阻120,而包含

　　常关型FET240,它具有连接到常开型FET132的栅极电极的漏极电极、共同 地连接到常开型FET132的源极电极的源极电极以及栅极电极。另外， 一般在GaN开关元件的晶体管中，通过调整元件制作时的腐蚀时 间，从而能够自由地改变其阚值电压。常关型FET240被调整，以使其阔值 电压Vth3和常开型FET132的阈值电压Vth2为 Vth3l〈IVth2l的关系。在该实 施方式中，Vth2=—2V、 Vth3=lV。在该开关电路230中，常关型FET240也实现与图5所示的电阻120相 同的效果。其结果，开关电路230也能够与第1实施方式的开关电路100以 及第2实施方式的开关电路l卯相同地动作，得到同样的效果。参照图7，具体地说，在电路驱动时，经由栅极电位稳定化控制端子114 对常开型FET132提供控制电压，并经由源极连接端子116对常关型FET240 提供控制电压。以后，将两个FET的源极/栅极间电压，在常开型FET132中 称为VGS2，在常关型FET240中称为VGS3。 VGS2是常开型FET132充分 截止的电压(-3V左右)。此外，VGS3是常关型FET240充分导通的电压(1.5V 左右)。在本实施方式中，调整为lVGS3Hcl Vth2。考虑到Vdd2的电源供给因某种原因而^f皮切断，驱动脉沖生成电^各118 不动作的情况。在切断之后，在源极连接端子116/栅极电位稳定化控制端子 114之间，电压通过寄生电容等而被保持。因此，常关型FET240保持导通状 态。可是，常开型FET132的源极/栅极间电压VGS2为将常关型FET240的 栅极/源极间电压VGS3的值的正负反转的值(VGS2=-VGS3 )。此外，由于 常关型FET240为导通状态，所以其栅极/源极间电压VGS3降低。根据上述 的两个理由，常开型FET132的栅极/源极间电压VGS2不会超过Vth2。因此， 常开型FET132为导通状态。其结果，即使通过本实施方式的开关电路230, 也能够得到与第1实施方式相同的效果。[第4实施方式]结构图8表示包含本发明的第4实施方式的开关电路260的基本电路的电路图。参照图8，该基本电路包括开关电路260和驱动脉冲生成电路270，所述 开关电路260包含FET130，用于驱动开关电路260的所述驱动脉冲生成电路 270连接在电源电位Vdd2与接地之间，并具有脉冲驱动端子112以及源极连

　　才妾端子116。开关电路260具有与图5所示的开关电路100相同的结构。但是，开关 电路260没有图5所示的常开型FET132以及电阻120。本实施方式的电路的 特征在于，相当于图5所示的常开型FET132的FET被设置在驱动脉沖生成 电路270中的对于FET130的驱动脉沖的输出电路290内。以下，参照图2以及图5，说明在本实施方式中的驱动脉沖生成电路270 内的FET的结构。图5所示的常开型FET132的漏极电极连接到FET130的栅极电极以及驱 动脉冲生成电路118的脉冲驱动端子112。此外，源极电极连接到FET130的 源极电极144以及驱动脉冲生成电路118的源极连接端子116。另一方面，如图2所示，包含在驱动脉冲生成电^各118的输出电路50 的常关型N型MOSFET58的漏极电极连接到端子54，源极电极连接到源极 电位Vss2。端子54连接到图5所示的脉冲驱动端子112。源极电位Vss2被 与FET130的源极电极144共用。因此，从电路结构来看，可知如果用常开 型FET置换常关型N型MOSFET58，则能够得到与图5所示的常开型FET132 相同的功能。因此，在本实施方式中，驱动脉冲生成电^各270的输出电路290具有如 下结构。图9表示输出电路290的电路图。参照图9，输出电路290在图2所示的输出电路50中，具有代替常关型 N型MOSFET58而包括常开型N型MOSFET302的结构。P型MOSFET56 的源极电极连接到电源电位Vdd2。常开型N型MOSFET302的源极电极连接 到源极电位Vss2。这些漏极电极共同地连接到输出端子54。此外，栅极电极 共同地连接到输入端子52。动作作。在驱动脉冲生成电3各270动作时，常开型N型MOSFET302与通常的输出电路同样地动作。考虑到没有对驱动脉冲生成电路270的电源供给的状态。与在第1实施方式中的常开型FET132同样，常开型N型MOSFET302的源极电极、漏极电极以及栅极电极的电位都相等。常开型N型MOSFET302为导通状态。通

　　过常开型N型MOSFET302为导通状态，FET130的源极/栅极之间因比较低 的阻抗而被短路。因此，常关型FET130的栅极/源极间电压为0V，即使从 FET130的漏极施加噪声信号，FET130也不导通。 [第5实施方式]图10表示在本发明的第5实施方式的开关电路的驱动脉沖生成电路中使 用的输出电路320的结构。该输出电路320可代替在第4实施方式的驱动脉 冲生成电路270的输出电路2卯来使用。除了图9所示的第4实施方式的输出电路290的结构之外，该输出电路 320还包括在常开型N型MOSFET302的栅极电极和源极电4及之间设置的电 阻334。常开型N型MOSFET302和电阻334之间的关系正好与在第1实施 方式的开关电路100 (参照图5 )中的常开型FET132和电阻120的关系相同。动作图10所示的输出电路320的动作与在图9所示的输出电路290的动作相 同。但不同点在于，在没有Vdd2的电源供给的状态下，通过电阻334,使常 开型N型MOSFET302的导通状态更可靠。此时的电阻334的功能与第1实 施方式的电阻120的功能相同。通过电阻334，常开型N型MOSFET302的源极/栅极电极之间被连接。 因此，在没有电源电压Vdd2的电压施加的状态下，常开型N型MOSFET302 的源极/栅极间电压为0V。常开型N型MOSFET302为导通状态，使得FET130 的栅极/源极间电压为0V。即使噪声信号从漏极电极142施加到FET130,通 过栅极/漏极间的电容耦合而施加到FET130的栅极，FET130也不导通。其结 果，能够防止FET130的误动作。[变形例]在上述的实施方式中，FET130的源极电极被接地。但是，若可通过 FET130进行开关操开云真人平台 开云真人官方入口作，则源极电位并不限定于此。在第2实施方式中，也可以代替常开型FET200,而使用常关型FET。以 后，将该常关型FET的阔值电压设为Vth4、将源极/漏极间电压设为VGS4， 则在该变形例中，被调整为IVth4l〈p/th2l以及IVGS4l〈IVth2l的关系。该开关电路如下那样动作。在电路驱动时，如上所述那样，常开型FET132 为截止状态，该常关型FET为导通状态。在电源供给被切断的情况下，与第 3实施方式相同地，通过在源极连接端子116/栅极电位稳定化控制端子114之间保持电压，从而该常关型FET保持导通状态。这里与第3买施方式不同， 常开型FET132以及该常关型FET的各个源极/栅极间电压相同。通过 IVGS4l〈IVth2l的关系，常开型FET132的源极/栅极间电压为比Vth2小的值， 常开型FET132为导通状态。由此，可得到与第1实施方式相同的效果。在第3实施方式中，也可以代替常关型FET240，而4吏用常开型FET。该 开关电路如下那样动作。通过栅极电位稳定化控制端子114对常开型FET132 提供控制电压，通过源极连接端子116对该常开型FET提供控制电压。在本 实施方式中，控制电压被调整，使得常开型FET132截止、该常开型FET导 通。在电源供给被切断的情况下，与第2实施方式相同地，该常开型FET为 导通状态，将常开型FET132的源极/栅极间短路。由此，可得到与第1实施 方式相同的效果。第1、第2以及第3实施方式的开关电路100、 190以及230、与第4以 及第5实施方式的输出电路290以及320没有将其用途分别限定为图5以及 图8所示的电路100以及260。例如，有经常使用于高次谐波抑制(Power Factor Correction ( PFC ):功率因数校正)电路的升压型的斩波电路。[第1应用例]结构图ll表示包含本发明的第1实施方式的开关电路100的、经常使用于高 次谐波抑制电路(PFC)的升压型的斩波电路340的电路结构。参照图11，该斩波电路340包括二极管桥路352，连接到AC100V的 电源350,用于对来自电源350的交流电流进行整流； 一对输出端子360以 及362;扼流线,串联连接在二极管 桥路352的一个输出端子与输出端子360之间；以及数fxF左右的比较小的电 容354，连接在二极管桥路352的两个输出端子之间。整流用二极管358具 有连接到扼流线的阳极与连接到输出端子360的阴极。整流用二极管 358由于如下所述那样重复进行高速的导通/截止动作，从而逆方向的恢复损 失变大。因此，整流用二极管358使用肖特基二极管或者快速恢复二极管。 通过电容354，开关频率下的电源的阻抗下降。作为开关频率，选择60kHz 左右。斩波电路340还包括开关电路100,连接在整流用二极管358的阳极 与输出端子362之间；以及驱动脉冲生成电路118,连接在开关电路100与

　　FET130的源极电极144之间，并生成开关电路100的驱动脉沖而提供给开关 电路100。如参照图5已经所述的那样，开关电路100包括FET130、常开型FET132、 以及电阻120。常关型FET130的源极电极经由输出端子362而连接到接地， 栅极电极经由脉冲驱动端子112而连接到驱动脉冲生成电路118，漏极电极连 接到整流用二极管358的阳极。常开型FET132的栅极电极连接到驱动脉冲 生成电路118的栅极电位稳定化控制端子114，源极电极连接到FET130的源 极电极144,漏极电极连接到FET130的栅极电极。电阻120连接在常开型 FET132的栅极电极与输出端子362 (即，接地)之间。驱动脉冲生成电路118 的源极连接端子116连接到输出端子362。动作参照图IO，在通常动作时，通过驱动脉沖生成电路118,对常开型FET132 的栅极电极提供用于使常开型FET132截止所充分的负电压。因此，常开型 FET132为截止状态。在该状态下，常关型FET130的栅极电极上被施加驱动 电压，进行常关型FET130对来自电源350的功率的开关动作。此时，通过 电源350所输入的电压被升压到比该输入电压高的电压。通常，由于在电源350之前驱动脉冲生成电路118的驱动用的电源电位 Vdd2导通，所以电源350始终在进行了开关动作的状态下被导通。但由于用于驱动脉冲生成电路118的电源不能正常地动作等原因，存在的情况。考虑在该状态下，被施加了主电源350的情况。在该电路中，常开 型FET132的栅极/源极之间通过电阻120连接。因此，常开型FET132的栅 极电极电位与源极电极电位设定为相同，常开型FET132的栅极/源极间电压 为OV。常开型FET132为导通状态，常开型FET132的源极/漏极之间因低阻 抗而被短路。即，常关型FET130的栅极/源极间因低阻抗而被设定为0V。常 关型FET130的栅极/源极间电压为OV,变为截止状态。在该状态下，即使通 过感应或者电容耦合而从外部输入噪声信号，常关型FET130也能够保持截 止状态。另外，常关型FET130的阈值电压为0.3V左右比较低，在栅极/源极间电 压为OV时，存在流过少许的漏(leak)电流的情况。但由于其值极其小，所 以不会对斩波电路340以及电源350产生恶劣影响。 结构图12表示本发明的第2应用例的斩波电路390的电路结构。参照图12, 斩波电路390具有与图11所示的斩波电路340相同的结构，但与图11所示 的斩波电路340的不同点在于，代替图11所示的开关电路100以及驱动脉沖 生成电路118,而包括图8所示的开关电路260以及驱动脉沖生成电路270。 驱动脉冲生成电路270包括图9所示的输出电路290。动作在第2应用例的输出电路290以及斩波电路390的动作以及效果与第4 实施方式以及第1应用例的动作以及效果相同。 [可能的变形例]在上述的实施方式中，可以将常关型FET130与常开型FET132作为不同 的元件制作，也可以在同一衬底上制作而作为一个元件。如在川崎的文章中也表示的那样，构成常关型FET130的AlGaN/GaN HEMT的阈值电压，能够根据在工艺中的腐蚀时间而自由地控制。即，在 AlGaN/GaNHEMT中，通过改变腐蚀时间，能够在同一衬底上形成阈值电压 不同的晶体管。对于开关元件，为了降低损失而减小导通电阻是必不可少的。 因此，常关型FET130需要比较大的元件尺寸。在1A等级的元件中，作为总 的栅极宽度需要数mm左右。另一方面，常开型FET132可以是比较小的100pm左右的元件尺寸。这是因为即使在该尺寸下，也能够充分地抑制通过感应或者电容耦合而产生的 噪声电压。如上所述，即使将常关型FET130和常开型FET132制作在同一衬底上， 元件尺寸也不会增加多少。在第2或者第3实施方式中，也可以将常关型FET130和常开型FET132、 常开型FET200或者常关型FET240制作在同一衬底上。通过将这些元件制作在同一衬底上，从而能够将开关电路小型化。此外，通过将这些元件形成在同一衬底上，从而与将各个元件制作在不 同的村底上而构成开关电路的情况相比，能够使常开型FET132的漏极端子 和常关型FET130的栅极端子之间的距离非常短，进一步提高抗噪声性。在第4以及第5实施方式中，图9以及图10所示的常关型P型MOSFET56

　　以及常开型N型MOSFET302可以利用通常的C-MOS型电路的制作工艺而 制作。此时，通过对沟道部分进行N型掺杂物的掺杂，从而能够制作常开型 N型MOSFET302。在第5实施方式中，通过C-MOS工艺而制作的FET的一册极电极的输入 阻抗极高。因此，连接到常开型N型MOSFET302的电阻334可使用高电阻 的电阻。如上所述，根据本发明，可使用阈值电压为2V以下的基于宽带隙半导 体的常关型开关元件，实现误动作少的开关。其结果，本发明实现了用于大 功率的主电源开关电路的导通电阻的降低、动作的高速化、节省消耗功率、 以及小型化。这里公开的实施方式只是例示，本发明并不仅限定于上述的实施方式。 在参考发明的详细说明的记载的基础上，本发明的范围由权利要求范围的各 个权利要求所表示，包含在其记载的文字等同的含义以及范围内的所有变更。

　　1. 一种开关电路，包括常关型的第一有源元件，其具有第一电极及第二电极、以及控制电极；以及常开型的第二有源元件，其具有第一电极以及第二电极、以及控制电极，第一电极以及第二电极分别连接到所述第一有源元件的所述控制电极以及所述第一电极。

　　2. 如权利要求1所述的开关电路，其中所述第 一有源元件包括具有所述第 一电极及第二电极、以及所述控制电 极的常关型的第 一场效应晶体管。

　　3. 如权利要求2所述的开关电路，其中所述第二有源元件包括具有所述第一电极及第二电极、以及控制电极的 常开型的第二场效应晶体管，第一电极及第二电极分别连接到所述第一场效 应晶体管的所述控制电极以及所述第一电极。

　　4. 如权利要求3所述的开关电路，还包括电阻电路，其连接在所述第二场效应晶体管的所述控制电极及所述第二 电才及之间。

　　5. 如权利要求4所述的开关电路，其中所述电阻电路包括被连接在所述第二场效应晶体管的所述控制电极及所 述第二电极之间的电阻元件。

　　6. 如权利要求5所述的开关电路，其中所述电阻电路包括具有第一电极、控制电极以及第二电极的常开型的第 三有源元件，第一电极连接到所述第二场效应晶体管的所述控制电极，控制 电极以及第二电极共同地连接到所述第二场效应晶体管的所述第二电极。

　　7. 如权利要求6所述的开关电路，其中所述第三有源元件包括具有第一电极、以及第二电极的常开型的第三场 效应晶体管，第一电极连接到所述第二有源元件的所述控制电极，第二电极 共同地连接到所述第二有源元件的所述第二电极。

　　8. 如权利要求5所述的开关电路，其中所述电阻电路包括具有控制电极及第一电极、以及第二电极的常关型的第三有源元件，控制电极及第 一 电极共同地连接到所述第二有源元件的控制 电极，第二电极连接到所述第二有源元件的所述第二电极。

　　9. 如权利要求8所述的开关电路，其中所述第三有源元件包括具有控制电极及第一电极、以及第二电极的常关 型的第三场效应晶体管，控制电极及第一电极共同地连接到所述第二有源元 件的控制电极，第二电极连接到所述第二有源元件的所述第二电极。

　　10. 如权利要求1所述的开关电路，其中所述第二有源元件包括具有所述第一电极及第二电极、以及控制电极的 常开型的场效应晶体管，第 一 电极及第二电极分别连接到所述第 一有源元件 的所述控制电极以及所述第一电极。

　　11. 如权利要求IO所述的开关电路，还包括电阻电路，其连接在所述常开型的场效应晶体管的所述控制电极以及所 述第二电极之间。

　　12. 如权利要求11所述的开关电路，其中所述电阻电路包括被连接在所述常开型的场效应晶体管的所述控制电极 以及所述第二电极之间的电阻元件。

　　13. 如权利要求11所述的开关电路，其中所述电阻电路包括具有第一电极、控制电极以及第二电极的常开型的第 三有源元件，第一电极连接到所述常开型的场效应晶体管的所述控制电极， 控制电极及第二电极共同地连接到所述常开型的场效应晶体管的所述第二电极。

　　14. 如权利要求13所述的开关电路，其中所述第三有源元件包括具有第一电极、控制电极以及第二电极的常开型 的第三场效应晶体管，第一电极连接到所述常开型的场效应晶体管的所述控 制电极，控制电极及第二电极共同地连接到所述常开型的场效应晶体管的所 述第二电极。

　　15. 如权利要求12所述的开关电路，其中所述电阻电路包括具有控制电极及第一电极、以及第二电极的常关型的 第三有源元件，控制电极及第 一电极共同地连接到所述常开型的场效应晶体 管的控制电极，第二电极连接到所述常开型的场效应晶体管的所述第二电极。

　　16. 如权利要求15所述的开关电路，其中 所述第三有源元件包括具有控制电极及第 一 电极、以及第二电极的常关 型的第三场效应晶体管，控制电极及第 一 电极共同地连接到所述常开型的场 效应晶体管的控制电极，第二电极连接到所述常开型的场效应晶体管的所述 第二电极。

　　17. 如权利要求1所述的开关电路，还包括其导电型与所述第二有源元件的导电型不同的第三有源元件，所述第三 有源元件具有连接到电源电位的第 一 电极、连接到所述第 一有源元件的所述 控制电极的第二电极、以及连接到所述第二有源元件的所述控制电极的控制 电极，所述第二有源元件包括N型的常开型的有源元件。

　　18. 如权利要求17所述的开关电路，其中所述第三有源元件包括P型的常关型的有源元件。

　　19. 一种电路，包括开关电路及驱动脉冲生成电路，所述驱动脉沖生成 电路连接到所述开关电路，生成用于驱动所述开关电路的脉冲并提供给所述 开关电路，其中所述开关电路包括具有控制电极、以及第一电极及第二电极的常关型的 第 一场效应晶体管，控制电极被连接为从所述驱动脉沖生成电路接受所述脉 冲，所述驱动脉冲生成电^各包括控制电路，接受输入信号，生成并输出用于驱动所述第一场效应晶体管的驱动信号；以及输出电路，被连接为从所述控制电路接受所述驱动信号，并响应于所述 驱动信号，将在规定的第 一 以及第二电位之间转移的所述脉冲提供给所述第 一场效应晶体管的所述控制电极，所述输出电路包括输入端子，被连接为接受所述控制电路的输出；输出端子，连接到所述第一场效应晶体管的所述控制电极；常关型的P型的第二场效应晶体管，其具有连接到所述输入端子的控制电极、连接到电源电位的第一电极、以及连接到所述输出端子的第二电极；以及常开型的N型的第三场效应晶体管，其具有连接到所述输入端子的控制 电极、连接到所述第一场效应晶体管的所述第一电极的第一电极、以及连接 到所述输出端子的第二电极。

　　本发明的开关电路(100)包括常关型的场效应晶体管(130)，其具有栅极电极、连接到接地的源极电极、以及连接到电源电位(Vdd)的漏极电极；以及常开型的场效应晶体管(132)，其具有漏极电极及源极电极、以及栅极电极，漏极电极及源极电极分别连接到场效应晶体管(130)的栅极电极以及源极电极。若没有电源供给，则常开型场效应晶体管(132)为导通状态。其结果，场效应晶体管(130)的栅极/源极间电位为0V，场效应晶体管(130)保持截止状态。由此，对于大功率主电源开关，防止宽带隙半导体开关元件的误动作。